基于SDR接收機的軟件無線電設計和測試

新的無線技術的涌現迫使人們使用多標準多頻段無線電，因此軟件無線電（software defined radio- SDR）將在未來無線電結構中起著一個關鍵的作用。SDR 只采用一個硬件前置端，但可以通過調用不同的軟件算法來改變它的工作頻率，所占據的帶寬以及所遵守的不同的無線標準。這種方案能夠實現在現有標準和頻段之間經濟（inexpensive）高效的互操作性。

本文概述了SDR 的主要部分，著重突出了幾種接收機和發射機可能的實施方法。這些結構中有許多實際上是相當老的技術，由于數字信號處理器容量的巨大提高，這些技術已經是切實可行的了。我們還介紹了這類器件的測量和表征方法。SDR 通常是同時工作在模擬和數字域中的，因此有必要采用混合域的設備來進行測量。

SDR?的概念首先體現在Mitola[1]于1995?年所作的研究中。在這個研究工作中，他建議創造了一個完全由軟件來調節的無線電，使得無線電可以根據若干通信方案而自動進行調節。這個概念展示在圖1 中。

圖1、在文獻[1]中所介紹的軟件無線電常見的實施方法。一個入射到天線端口的信號通過環行器按規定路線被送至低噪聲放大器（LNA），隨后進行數字化處理。采用數字信號處理器（DSP）可以完成若干種調制格式和介入模式的解調和編碼。而發射鏈路則采用相反的過程：基帶信號是在DSP 模塊中產生和向上變頻的，在通過環行器和天線之前，被轉化為模擬波形，進行放大及帶通濾波。（來源于文獻[13]，經許可使用。）

SDR 前置端由在大多數接收發射機中所使用的標準子系統組成：調制器和解調器，頻率轉換器，功率放大器（PA），以及低噪聲放大器（LNA）。然而，調制和編碼以及工作頻率則是由軟件來控制的。這樣的無線電一般都是依賴于數字信號處理器(DSP)來實現其靈活性的。SDR?可以根據傳輸的條件進行自我調節，?從而將空氣界面中所存在的其它信號產生的干擾減到最小程度。這種系統的實施要求能夠用軟件從低頻到高頻進行頻譜掃描。這個概念已經推動了許多研究者們對Mitola 在文獻[2]所提出的認知無線電（Cognitive radio-CR）這一構想進行研究，其中，無線電通過優化載波頻率，選擇調制方案和無線電標準進行自我調節來適應所處的空氣界面條件，從而在給定的條件下將干擾減到最小并且保持通信的暢通。

CR 技術最有前途的應用之一是通過使用機會性無線電（Opportunistic radio）來提高頻譜占有率，在這里，無線電將利用某個時刻未被其它無線電系統所占用的頻譜。為了能夠實施這個理想的解決方案，無線電應當能看到并且了解在特定時刻下完整的頻譜或通信狀態。

SDR 概念背后的動機不僅僅具有將前置端進行調適來同時工作在任何調制模式，信道帶寬或載波頻率下的高度靈活性，而且通過使用全數字系統還可能節省成本。

在本文中，我們首先對SDR 接收機前置端的若干結構進行一個簡單的綜述。然后，我們介紹了可能用于發射機前置端的結構。我們還討論了可以用來提高放大器效率的方法。在“軟件無線電測量方法”一節中，我們介紹了市面上存在的可以對這種接收發射機進行表征的儀器。最后，我們對這些研究工作進行了總結，并且從我們的觀點出發找出最可能的解決方案。?

軟件無線電接收機的結構

在這一節中，我們對有可能用于SDR 接收機的若干個前置端結構作了一個綜述。這個綜述主要是在參考了文獻[4]和[5]的基礎上完成的。

第一種結構 [ 圖2(a) ] 是眾所周知的超外差接收機，其中，由天線接收到的信號被兩個下變頻混頻器轉換到基帶，進行帶通濾波及放大?；鶐盘柋晦D化到可以進行處理的數字域內。由于從射頻到中頻是第一個混頻過程，在混頻器前必須使用鏡像抑制濾波器。目前，這種結構大多數用在較高的射頻頻段和毫米波頻段的設計中[6]，[7]，例如點對點的無線鏈接。在這些應用中，我們接下來將要討論的方案并不實用。實際上，超外差式接收機在用于SDR 時存在著許多實質性的問題。一般來說，會涉及許多制造技術，這使得人們很難實現全部元件的在片集成。同樣，它們通常被設計用于一個特定的信道(在一個特定的無線標準中)。這便阻止了將接收頻段進行擴展以便用于具有不同調制格式和帶寬占據的信號之中。因此，超外差式結構由于在多頻段接收時的擴展很復雜，因而，其在SDR 接收機中的應用并不令人感興趣。

另一種方法是如圖2(b)所示的零中頻接收機[8]，[9]，這是一個簡化版超外差結構。與前一種結構一樣，整個接收機的射頻頻段由帶通濾波器來選擇，并且由低噪聲放大器加以放大。隨后與混頻器直接向下變頻到直流，并且由模數轉換器（ADC）轉化到數字域。與外差結構相比，這種方法明顯地減少了模擬元件的數量，并且其允許使用的濾波器沒有像鏡像抑制濾波器要求得那么嚴格。因此，這種結構可以有高的集成度，使其成為在文獻[5]中所介紹的多頻段接收機和文獻[10]及[11]所描述的完整的接收機中常用的結構。然而，由于元件的性能要求，有些元件很難設計出來。同樣，將信號直接轉換到直流會產生一些問題，如直流偏移（offset）[12]。還有其它一些問題是與直流附近的二階交調產物相關的，并且，因為混頻器的輸出是基帶信號，很容易遭到混頻器大的閃爍噪聲的破壞[13]。它的優勢使其成為近來無線電接收機中最常使用的結構。

圖2、（a）一個超外差接收機結構，其中射頻信號被接收，濾波，放大，向下變頻到中頻頻率，然后再次濾波和放大。然后，信號由正交解調器轉換到基帶，在每個路徑（I 和Q）進行濾波，放大，隨后轉換到數字域。（b）一個零中頻結構，其中射頻信號被濾波，放大，由正交解調器直接轉換到基帶。隨后，信號被濾波，放大以及進行數字化轉換。（c）一個帶通采樣接收機，在這個結構中，信號被濾波，放大，由采樣-和-保持電路進行采樣，而采樣-和-保持電路通常是模數轉換器的一部分。信號被向下混頻到第一個奈奎斯特區，由模數轉換器進行數字化轉換，并在數字域進行處理。ADC：模數轉化器，BPF：帶通濾波器，FIR：有限脈沖響應濾波器，I：同相分量，LNA：低噪聲放大器，LO：本振源，LPF：低通濾波器，Q：正交分量；VGA：可變增益放大器。

與零中頻結構類似的是低中頻接收機[14]，在這個接收機中，射頻信號被向下變頻到非零的較低的或中等的中頻信號，而不是直接變頻到直流。在這種情況下，一個射頻帶通濾波器被用于入射信號，隨后將信號進行放大。這個信號通過一個性能比較強健的模數轉換器轉換到數字域，從而可以使用DSP 來進行數字濾波以選通信道并消除正交解調器中同相正交（I/Q）失衡的問題。這個結構仍然允許有較高的集成度，沒有零中頻結構所存在問題的困擾，這是因為所需要的信號不在直流附近。然而，在這個結構中，鏡像頻率問題又再次被引入，并且由于需要較高的轉換速率，從而提高了模數轉換器的功耗。

最后，以前所介紹方法的替代方案是帶通采樣接收機[15]，[16]，見圖2(c)。在這個結構中，接收到的信號由射頻帶通濾波器進行濾波，這個濾波器可以是調諧濾波器或一個濾波器組。這個信號經過寬帶低噪聲放大器進行放大。由一個高采樣率的模數轉換器對信號進行采樣，并將其轉換到數字域，然后進行數字處理。這種結構是基于這樣一個事實基礎之上的，即無需進行任何向下變頻便可以將模數轉換器中的采樣電路和保持電路從直流 到輸入的模擬信號帶寬之間的能量折疊進入第一個奈奎斯特區[0，fs/2]。這個結構利用了采樣和保持電路的一些優點。正如在文獻[16]中所描述的，有可能根據下列關系式來準確地得到由此而生成的中頻頻率fIF

如果為

?(1)

其中，fc?是載波頻率，fs?是采樣頻率，fix(a)是截取參數a 和參數b 的小數部分后所得到的值，rem(a，b)是a 除以b 的余數。

在這種情況下，射頻帶通信號濾波器起著一個重要的作用，因為它必須將所期望頻段的奈奎斯特區以外所有的信號能量（基本上是噪聲）降低，否則，它們會與信號相混疊。如果不進行濾波，在所要求的奈奎斯特區外的信號能量（噪聲）將與所期望的信號一起被折回進入第一個奈奎斯特區，從而產生信噪比的劣化。這可由下式給出

??(2)

其中，S 代表著所期望信號的功率，Ni和N0?分別是在頻段內和頻段外的噪聲，n 是混疊奈奎斯特區的數量。

這種方法的好處是所需的采樣頻率和隨后的處理速度是與信號帶寬而不是與載波頻率成正比的。這便減少了元件的數量。

然而，還存在一些關鍵性的要求。例如，采樣和保持電路（通常在模數轉換器內）的模擬輸入信號的帶寬必須要將射頻載波頻率包含在內，考慮到現代模數轉換器的采樣率，這便會成為一個很嚴重的問題。時鐘抖動也同樣是一個問題。還有，要求進行射頻帶通濾波以避免信號的交疊。

其它建議用于SDR?接收機的結構包括采用基于離散時間模擬信號處理的射頻信號直接采樣技術來接收信號，如在文獻[17]和[18]中所開發出來的結構。這些方法依然處于極不成熟的階段，但由于它們在實施可重構接收機時具有的潛在的效率，人們還是應當對此進行深入研究的。

軟件無線電發射機的結構

前置端

在這一節中，我們討論了若干個可能用于SDR 系統的發射機結構。正如我們已經了解到的，一個發射機并不僅僅是功率放大器，而且還有其它各種不同的電路元件，統稱為前置端。功率放大器的設計是發射機設計中最具有挑戰性的，它對無線系統的覆蓋面積，產品成本和功耗有很大的影響。這里，我們從對完整的發射機結構的分析開始，在接下來的章節中，要討論功率放大器，因為它是與SDR 相關的。這個綜述主要是在文獻[19]的基礎上撰寫的。

第一個結構 [ 圖3（a）] 是一個通用超外差發射機，它是圖2（b）所示的超外差接收機的對偶系統。信號是在數字域內產生的，隨后由簡單的采樣數模轉換器（DAC）轉化到模擬域。信號在中頻下進行調制，此時進行放大和濾波以消除在調制過程中所生成的諧波。最后，采用本振源（LO2）將信號向上變頻為射頻信號，通過濾波來剔除不期望出現的鏡像邊帶，由射頻放大器進行放大并饋入發射天線。I/Q 調制是在中頻下進行的，這意味著硬件元件的設計比起采用射頻調制要容易一些。最后，整體增益是在中頻下控制的，此時，比較容易制作高質量可變增益放大器。然而，和接收機一樣，這樣一個結構有許多問題。因此，這個結構主要是用于微波點對點無線鏈接，如用于回傳通信[6]，[7]， 當然還有上面所提到的無線電發射機領域。電路的數量和低的集成度，以及功率放大器所要求的線性度，加上難以實施的多模式操作通常會阻礙超外差發射機在SDR 中的應用。

圖3（b）展示了一個直接轉換發射機的方框圖[20]，[21]，這是一個簡化版超外差前置端。和最后那個例子一樣，它使用了兩個數模轉換器來將基帶數字化的I，Q信號轉化到模擬域。隨后的低通濾波器消除了奈奎斯特鏡像信號，從而改善了本底噪聲（背景噪聲）。這些信號是通過使用一個高性能I/Q 調制器在射頻處直接進行調制的。隨后，信號由頻率中心在所期望的輸出頻率處的帶通濾波器進行濾波，并由功率放大器來加以放大。

圖3、（a）一個超外差發射機結構，其中I/Q 數字信號被轉換到模擬域，經過低通濾波，在中頻上進行調制。然后，信號被放大，濾波，及向上變頻到射頻頻率，然后在發射之前再進行濾波和放大。（b）一個直接轉換結構，其中I/Q 數字信號經由數模轉換器傳遞到模擬域，經過濾波，然后直接在所要求的射頻頻率上進行調制。在這之后，射頻信號經過濾波，并且由功率放大器放大。BPF 帶通濾波器，DAC：數模轉換器，DPA：驅動功率放大器，I：同相分量，LO：本振源，LPF：低通濾波器，PA：功率放大器，Q：正交分量；

在一個頻率捷變系統中，信號鏈路的設計必須使得載波頻率可以在一個定義好的頻段內合成，這便會要求使用一個寬帶后調制器或可調后諧調制器的濾波操作來消除抑制帶外噪聲。因此，鑒于被稱為“注入牽引”（injection pulling）現象的產生[22]，在功率放大器輸出端口的強信號可能會耦合到LO2?上。因此，LO2?的頻率會被牽引而偏離所要求的頻率值。

即使這種結構減少了所要求電路的數量，并允許進行高度的集成，它還是存在一些缺點的，如可能的載波泄漏和相位與增益的失配。在射頻頻段也許需要進行增益控制，這種結構同樣要求功率放大器具有好的線性度。通過精心的設計，這些發射機可以用于SDR，并且隨著集成技術的發展，我們已經見證了超外差到直接轉換發射機結構的快速過渡。

功率放大器部分

在前面幾個結構中，所使用的射頻功率放大器（功率放大器模塊）是A 類，AB 類或B 類，當工作在壓縮區時，它們展示出最高的效率，而工作在開關模式時，則采用D 類，E 類或F 類[23]。后一種高效率功率放大器工作在非線性很強的模式下。因此，它們只能放大恒定包絡調制信號，如用于全球移動通信系統（GSM）的接入格式中。寬帶碼分多址接入（W-CDMA）和正交頻分復用（OFDM）這些新型接入模式中使用的正交幅值調制類型（QAM）具有很高的峰均功率比（PAPR）。防止放大器進入壓縮狀態的標準做法是在回退模式下（Back- off）進行操作，即減小輸入功率直到功率放大器不再被驅動進入壓縮狀態。遺憾的是，這極大地降低了效率，特別是對于高PAPR 信號來說。人們已經建議使用若干線性化技術，如反饋，前饋，或數字預失真[23]，[24]，并對它們進行了評估，但這些技術還沒有廣泛地應用于全集成化功率放大器中。

人們對如何有效地發射一個高PAPR 信號這個問題已經進行了若干年的深入研究。為了提高效率，人們正在對幾年前所建議的一種Kahn 技術[25]進行研究以便將其用于新的發射機結構中。

由Kahn 所建議的包絡分離和恢復（EER）技術是對極度非線性化，效率極高的發射機進行線性化的一種方法。在這些系統中，通過對射頻輸出功率放大器的電源電壓進行動態調節來將信號的幅值恢復到相位調制信號表征狀態。圖4 展示了一個傳統的EER 結構。雖然這是一個很吸引人的概念，但實際實施起來卻是非常具有挑戰性的。這個挑戰主要在于要設計出一個完美的延遲線，一個準確的限制器，一個允許高PAPR 值和大帶寬的經過改進的偏置電路，以及進行相位調制信號放大的開關/飽和射頻功率放大器所能覆蓋的帶寬[30]。

圖4、Kahn 放大器部分的方框圖，其中射頻輸入信號被分離進入兩個分支。一個分支是經過了延遲的帶有相位信息的恒定包絡射頻載波（是由一個限制器和一條延遲線組成的）。另一個分支承載著要進行放大的信號包絡的幅值信息（Bias Ckt 這個分支），并且隨后饋入射頻功率放大器的漏極電壓端。

由于這些原因，在現代化的設計中，隨著DSP 容量極大的提高，采用數字方法來實施包絡檢測器，限制器和延遲線（時延）是非常有利的。這種數字版本的EER發射機被用于極坐標發射機中，我們將在后面對此進行說明。

一個很有遠見的解決方案是采用脈寬調制來生成我們接下來將要介紹的所謂全數字式發射機。由于這種可賦予認知能力的新型SDR 結構的實施，而使得這種全數字化的方法變得非常重要。由于這種方法允許使用具有極高效率的發射機，如圖5 所示的S 類功率大器，因此它能夠使得直流功耗變得很低。

此外，隨著數字信號處理器速度的提高，為了開發全數字化發射機，我們預見DSP 可以在射頻頻率提供射頻信號算法（特別是對開關放大器來說，其中它的輸入是數字脈寬調制信號，輸出是射頻調制信號）。

如圖5 所示，一個S 類放大器[26]可以是一個純粹的開關放大器，后面再跟上一個低通濾波器（來產生包絡信號）或一個帶通濾波器（來產生射頻信號）。這種理想化的放大器沒有直流功耗，這是因為輸出電壓和電流交替為零，因此，在理想狀態下，效率可以達到100%。在現實情況下，S 類放大器在進行信號過渡時，將會消耗一些功率。這是因為在實際器件中，互連元件和寄生電容會產生一些損耗，從而會產生有限的開關時間。輸入脈寬調制信號可以由數字信號處理器來產生，不再需要寬帶數模轉換器，從而有可能降低成本。

圖5、一個S 類功率放大器的簡化電路，其中通過數字方式產生的脈寬調制信號被施加到它的輸入端。這個電路經過低通或帶通濾波后將會產生一個基帶信號或一個射頻信號。

遺憾的是，如果觀察一下現實世界的情況，現在還不可能設計出一個工作在很高頻率下的S 類高效率放大器。盡管如此，人們正在這個領域中做出著一些成果[27]。人們正試圖用Sigma-Delta 調制器進行類似的嘗試[28]，[29]。

由于這個原因，采用在新結構中廣泛使用的開關放大器便是基于極坐標發射機架構中包絡消除和恢復這個理論基礎之上的[30]，[31]，在這個結構中對包絡信息進行了調制。因此，所需的帶寬要小得多，這是因為只有基帶信號才被放大。這便可以允許使用高效率的S 類放大器，見圖6。

圖6、極坐標發射機的方框圖。信號是由DSP 產生的，并被分為包絡分量和恒定包絡相位調制分量。脈寬調制包絡信號由S 類調制器進行放大，隨后經過低通濾波來產生模擬信號包絡，并被提供作為射頻功率放大器的偏置。恒定包絡相位調制分量由混合器向上變頻到射頻頻率，并由射頻功率放大器進行放大。

如果我們考慮一下圖6 的電路，S 類放大器僅僅是放大了輸入信號的包絡（通過數字信號處理器DSP 在數字域中進行檢測）。在這種情況下，S 類放大器僅被用來改變射頻高功率放大器的偏置電壓，Vdd(t)。在相位路徑上，恒定包絡相位調制信號是在DSP 中產生的，隨后向上變頻到射頻頻率，并饋入射頻功率放大器。這個射頻功率放大器總是飽和的，從而具有很高的效率。盡管如此，這種設計的主要關注點是基帶包絡路徑和射頻路徑的時間對準（time alignment）問題。這可以在數字域中通過使用DSP 的使用來進行補償。

其它建議的結構包括基于Doherty[32]，[33]和異相技術[34]的放大器。Doherty 結構通過四分之一波長線段或網絡，由兩個相同容量的功率放大器組合而成（一個偏置在B 類的載波功率放大器和一個偏置在C 類的峰值功率放大器）。在現代化的實施方案中，DSP 可以被用來通過控制施加到兩個功率放大器的驅動和偏置來改善Doherty 放大器的性能。對于理想的B?類放大器，在高PAPR?值信號下的平均效率可以高達70%。

異相設計，或者被稱為采用非線性元件進行的線性放大（LINC）的方法，通過將兩個由不同的相位隨時間而變化的信號所驅動的功率放大器的輸出相合成而產生一個幅值調制信號。通過采用理想的B 類放大器，對于與前一種情況下的PAPR 值相同的信號，平均效率為50%。在文獻[19]中可以找到這些設計中更多的細節。

對于SDR 來說，Doherty 法和異相法在未來的探索研究中都是令人很感興趣的技術。這要歸因于這樣一個事實，即，特定的功率放大器部分效率的改善將使得整個發射機具有更高的效率。同樣，這個發射機結構還承諾可以在基于多標準和多頻段的信號下正確地工作。

軟件無線電實施方案的測試

在介紹了用于SDR 前置端的接收機和發射機的候選結構以后，我們下一步要致力于另一個重要的主題：SDR 系統的實驗和測試。這個討論的關鍵是混合域測試技術的概念，因為SDR 系統總是有一個處于模擬域的輸入，而另一個則是數字邏輯域。在SDR 概念中，主要思想是將模數/數模轉換器盡可能地推向靠近天線的地方，如圖1所示。因此，會有較少的信號存在于模擬域，數字信號測試的重要程度在傳統射頻系統表征中是無法體現的。

硬件

儀表工業[35]，[37]已經開發了適用于SDR表征的各種儀器，例如可以同時工作在模擬域和數字域的混合信號示波器。這樣便可以使得模擬信號和數字信號在同一臺儀器上實現時間的同步。然而，混合信號示波器僅僅能提供非同步采樣功能。這意味著，和傳統采樣示波器一樣，混合信號示波器是使用其內置時鐘來對數據進行采樣的。正如在文獻[38] 和[39]中所討論的， 當對SDR 器件（包括模數轉換器）進行測試時，傳輸函數相位和幅值的精準估測要求在輸入，輸出和時鐘信號之間進行相關采樣。如果這些信號是通過非同步方式進行采樣的話，那么就會產生足以完全劣化來自于SDR 的任何幅值和相位信息的頻譜泄漏。頻譜泄漏的出現是由于在進行必要的傅立葉變換時（DFT 或FFT），兩個信號不是共享同一個時域網格，因此，它們彼此之間是互不相關的。

混合信號示波器可能存在的其它問題包括，比如說，為了獲取行為模型所需的必要的內存空間。因為這些儀器通常會采用很高的采樣率，需要大量的點來獲得常用的具有低/中等符號率的調制信號。因此，這種類型的儀器無法全面表征一個完整的SDR 前置端。

儀表工業還提出了其它一些將若干儀器聯合起來的方法，包括邏輯分析儀，示波器，矢量信號分析儀或實時信號分析儀[40]-[42]。為了對一個SDR 發射機結構進行測試，這些儀器可以按照類似于圖7 中的配置進行構建來使用。通過使用參考信號，觸發信號，和標記（markers），人們可以在數字域和模擬域以及時域和頻域之間進行同步測量。采用這些系統所進行的典型測試，可以用來評估SDR 中發射鏈路和接收鏈路，這些測試包括信號鏈中的誤差向量幅度（EVM）以及鄰道功率比（ACPR）。

圖7、用于測試軟件無線電發射機的設備，其中若干個儀器被結合在一起使用。一個邏輯分析儀在數字信號處理器（DSP）的輸出端采集數字邏輯比特，在數模轉換（DAC）和低通濾波器（LPF）的信號重建之后，采用一臺示波器對模擬信號進行分析，一臺頻譜分析儀或矢量信號分析儀在正交調制器后或在信號放大之后獲取模擬射頻信號。

在文獻[39]中，作者討論了信號配時（signal timing ）和同步化的要求，并且提出了一些解決方案，例如，在實驗激勵裝置中嵌入一個觸發信號。一些重要問題仍然有待解決，如混合信號儀器的校準過程?；旌闲盘杻x器中的模擬信道應當能夠理想地測量輸入端口的反射系數。應當用定向耦合器來對入射到被測元件的射頻信號提供一個基于波信號的阻抗失配校準表征。有了這些信息，就有可能將模擬輸入和數字輸出聯系起來，從而找到SDR 系統的傳輸函數，或者，甚至可以找到系統的完整的行為模型。人們有可能采用現成的元件和算法，比如文獻[43]中所討論的失配校正算法，來構建這樣一個儀器。然而，現在市面上還不存在一個完整的測試裝置。

通過這種混合信號測試設備，人們就有可能測量原先用于模擬前置端的品質因數，以及原先用于數字通信信號的品質因數。

品質因數

一個可以用來評估數字化無線電整體性能的通用技術是誤碼率（BER）的測試。這個測試通過用錯碼位數與所傳輸的總位數之比來測量信號傳輸和接收的質量。然而，這是一個局限性很大的測試，因為它并沒有提供錯碼的來源信息。

然而，如果采用圖7 所示的類似的方案來對SDR系統進行測試，處于不同域中的信號可同時由不同的儀器獲取。這便使得測試工程師們可以在整個信號鏈中準確地找出缺陷的可能來源。

關于這一點，第二個通用的品質因數是EVM，它可以洞察發射機和接收機可能存在的問題[40]，[42]，這是因為我們對幅值和相位誤差對每一個數字發射符號的影響都進行了測量。EVM實質上是測試整體的信號與噪聲之比以及信號的失真比，從而量化了由于非線性失真以及系統噪聲所引起的信號減損。與其它品質因數不同，EVM 是通過實際傳輸的符號來評估所存在的問題對信號質量的影響。

一個常用于發射機測試的指標對頻譜在相鄰信道的再生進行了量化。鄰道功率比[ACPR，有時又稱為鄰道電平比（ACLR）]是采用（out of band masks）來進行說明的，而帶外規范則定義了在相鄰信道所允許的最大傳輸功率。ACPR 通常起因于非線性失真所引起的頻譜再生。

ACPR 同樣可以用于備用信道（與帶通信號相鄰信道所鄰接的信道）。ACPR 為評估整個無線電網絡的性能提供了一個功能測試，這是因為它可以允許工程師來對無線電系統的非線性對其它相近信道的干擾進行評估。

正如對許多無線電結構的測試一樣，對于SDR 的測試來說，測試中使用的激勵信號會影響無線電系統的測量性能。測試信號對無線電性能的影響通常是通過激勵固有的統計特性來進行分析的，這個統計特性可以是采用概率密度（PDF ） 或者是互補累計分布函數（CCDF）。信號的PAPR 值（峰/均功率比）也經常被用作一個品質因數[44]-[48]。

在“無線系統測試指標”一節中對這些均適用于傳統無線電和SDR 系統的品質因數進行了更詳細的討論。在下一個例子中， 我們要說明必須采用混合域方法來測試SDR 系統中的這些品質因數。

無線系統測試的指標參數

這里，我們將要對在本文中所用到的品質因數進行一個簡單的描述。

概率密度函數

在 概率論中， 概率密度函數（probability density function-PDF）是表示一個隨機變量X 的值小于x的概率的函數。通常，PDF 是在經過了大量測量的基礎上確定的，它決定了x 所有可能取值的可能性，這是一個具有單位面積的非負函數

?? (S1)

其中a 和b 代表的是要確定的X 的概率區間。

互補累計分布函數

互補累計分布函數（complementary cumulative distribution function- CCDF）曲線是與PDF 密切相關的， 因為， 它是通過CCDF=1-PDF 得到的。CDF 是可以直接從PDF 統計中得到的累計分布函數

? (S2)

一條CCDF 曲線展示出一個信號處于高于某個功率水平以上的時間。它通常是由超出平均功率以上的功率的分貝值來表示的。

峰均功率比

峰均功率比（peak to average power ration-PAPR）是給定信號的最大峰值功率與平均功率之比，是無線通信中最令人感興趣的測量指標。對于PAPR 對通信系統影響的評估主要是通過對CCDF 曲線的分析得到的，我們可以在CCDF 曲線中定義一個特定的百分比來獲得PAPR 的值

? (S3)

其中NT 是總采樣數（時間間隔），它被用來確定PAPR 的值。

鄰道功率比

鄰道功率比 （adjacent channel power ratio- ACPR ） 是測量一個無線系統在相鄰信道所產生的相對于主信道的失真量。它通常被定義為相鄰頻率信道（偏置信道）的平均功率與發射頻率信道的平均功率之比

?(S4)

其中F1?和F2?代表頻譜區間，S(W)是基頻信號，U1?和U2是上鄰信道的頻譜區間。

正如在無線標準中所定義的，有兩種測量ACPR 的方法，一種是考慮整個基頻信號和整個相鄰信道的比值。第二種方法（由于比較容易測量因而使用更為廣泛）是找到在整個主頻段或在載波中心頻率附近較小的帶寬內的功率與同樣較小帶寬的相鄰的信道內功率的比值。

誤碼率

誤碼率（bit error ratio -BER）是所接收到的信息中錯誤的位數與所傳輸的總的數據位數的比值。BER 通常是用百分比來表示的，其中0%代表在接收機未檢測到錯誤的比特

? ?(S5)

這個測量可以在數字域中由測試工程師所實施的軟件函數來進行，但還需要使用眾所周知的BER 測試器，測試器向發射機輸入一個已知的數據串，并且將它與來自接收機輸出端的數據進行比較。

誤差向量幅值

誤差向量幅值（error vector magnitude-EVM）是用來測試調制與解調準確度，以及信道受損程度的參數。它可以用來量化數字無線電發射機或接收機的性能。由發射機發射的信號或由接收機接收到的信號在硬件和軟件的實施過程中都會受到所有不同缺陷的影響，會使得K 調制信號星座點Zc(k)偏離它們的理想位置，S(k)。在日常使用中，EVM 是測量這些點偏離它們的理想位置究竟有多遠，其中，對于N 個傳輸符號，我們可以得到

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測試實例

為了說明SDR 接收機的測試，我們使用文獻[39]所介紹的混合域測量裝置（類似于圖7 所示的結構），如圖8所示。一個用來模擬所發射的數字調制射頻信號的任意波形發生器和一臺接收機是用方框圖中的元件來仿真的。

圖8、按照文獻[39]中的建議，在實驗中采用儀器所實施的SDR 前置端的測試構建。被測器件（DUT）是由任意一個波形發生器來激勵的，示波器被用來對被測器件的模擬輸入信號進行采樣。一個邏輯分析儀被用來在被測器件的數字輸出端進行采樣。采用參考信號和觸發信號來實現輸入和輸出測量的同步。這些設備是由使用通用接口總線（GPIB）連接的計算機來控制的。

這個被測器件是用帶寬為3MHz，采用64QAM（3/4）調制的處于頻分雙工模式的單用戶WiMAX 信號來激勵的[49]。

圖9 是采用邏輯分析儀在SDR 接收機的輸出端口所測得的結果。這個圖顯示出在激勵頻段上進行了平均的總功率以及由于非線性失真而在上鄰信道中所產生的功率。這個圖展示了混合模式對SDR 進行測試的本質：模擬輸出的品質因數ACPR 已經通過數字輸出信號和模擬輸入信號而得到了重建。

圖9、在WiMAX 信號激勵下，SDR 前置端輸出端口的測量結果。

在給定的輸入功率下，我們也已經用EVM 對被測器件的性能進行了評估。我們根據增益和相位延遲對所接收到的數字化的WiMAX 信號進行解調和糾錯，從而得到了如圖10 所示的星座圖。在這個特定的測試中，所得到的EVM 大約是5.05%。

圖10、對采用64-QAM 調制的WiMAX 信號的輸入和輸出結果進行比較的星座圖。

正是由于我們使用了一個可以同時對模擬波形和數字波行表征的混合模式的儀器，這才有可能得到SDR 元件的特性。

總結和結論

在這篇文章中，我們對可用于SDR 前置端的接收機和發射機進行了一個綜述。我們討論了各自的優點與缺點。正如我們所看到的，一個多頻段多模式接收機良好的設計結構應當可以最佳地分享現有的硬件資源，并且使用可調諧和可以進行軟件編程的器件。并不是每一個接收機結構都具有這種特性的。從這個意義上講，按照我們的觀點，當SDR 接收機前置端更加成熟的時候，它將會是基于零/低中頻結構或帶通采樣設計基礎之上的。

對于發射機來說，EER 技術和其修正版本是SDR應用中很有前途的選擇，因為它們的效率很大程度上與PAPR 無關。因此，它們可以很容易地應用到多標準和多頻段操作中[50]。這種SDR 和CR 發射機結構不僅需要高效放大器，而且還需要寬帶放大器[51]。SDR 領域在信號傳輸方面正在從模擬向數字方向轉移，因此，對提高射頻放大器開關速度的要求變得更為明顯，更加嚴格，從而在未來將會引領到S 類發射機。

關于表征SDR 系統所采用的測試設備，我們說明了為什么混合域設備對于SDR 的表征是非常必要的。我們還描述了為什么還要進行一些改進來開發可以快速地，自動地表征前置端并進行失配校正的同步儀器。這樣的設備應當可以很理想地提供一些信息，如不同調制類型的EVM 和不同技術的鄰道功率比，并且能夠對多標準多頻段無線電結構進行測試。隨著SDR 技術的日臻成熟，我們期待著會在市面上看到這些類型的儀器。

參考文獻

[1] J. Mitola, “The software radio architecture,” IEEE Commun. Mag., vol. 33, no. 5, pp. 26–38, May 1995.
[2] J. Mitola and G. Q. Maguire, “Cognitive radio: Making software radios more personal,” IEEE Pers. Commun., vol. 6, no. 4, pp. 13–18,Aug. 1999.
[3] P. Cruz, and N. B. Carvalho, “PAPR evaluation in multi-mode SDRtransceivers,” in Proc. 38th European Microwave Conf., Amsterdam, Oct. 2008, pp. 1354–1357.
[4] V. Giannini, J. Craninckx, and A. Baschirotto, Baseband Analog Circuits for Software Defined Radio. Netherlands: Springer-Verlag, 2008.
[5] M. Puvaneswari and O. Sidek, “Wideband analog front-end for multi-standard software defined radio receiver,” in Proc. IEEE Int. Symp. Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC, Sept. 2004, vol. 3, pp. 1937–1941.
[6] D. Lockie and D. Peck, “High-data-rate millimeter-wave radios,” IEEE Microwave Mag., vol. 10, no. 5, pp. 75–83, Aug. 2009.
[7] D. Brandon, D. Crook, and K. Gentile, “The advantages of using a quadrature digital upconverter in point-to-point microwave transmit systems,” Analog Devices, Inc., Norwood, MA, App. Note AN-0996, 2009.
[8] A. A. Abidi, “The path to the software-defined radio receiver,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 42, no. 5, pp. 954–966, May 2007.
[9] V. Giannini, P. Nuzzo, C. Soens, K. Vengattaramane, M. Steyaert, J. Ryckaert, M. Goffioul, B. Debaillie, J. Van Driessche, J. Craninckx, and M. Ingels, “A 2 mm2 0.1-to-5 GHz SDR receiver in 45 nm digital CMOS,” in Proc. IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2009,pp. 408–409.
[10] J. Craninckx, M. Liu, D. Hauspie, V. Giannini, T. Kim, J. Lee, M. Libois, B. Debaillie, C. Soens, M. Ingels, A. Baschirotto, J. Van Driessche, L. V. der Perre, and P. Vanbekbergen, “A fully reconfigurable software-defined radio transceiver in 0.13 μm CMOS,” in Proc.IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2007, pp. 346–347.
[11] M. Ingels, C. Soens, J. Craninckx, V. Giannini, T. Kim, B. Debaillie, M. Libois, M. Goffioul, and J. Van Driessche, “A CMOS 100 MHz to 6 GHz software defined radio analog front-end with integrated pre-power amplifier,” in Proc. European Solid-State Circuits Conf., Sept. 2007, pp. 436–439.
[12] R. Svitek and S. Raman, “DC offsets in direct-conversion receivers: Characterization and implications,” IEEE Microwave Mag., vol.6, no. 3, pp. 76–86, Sept. 2005.
[13] J. Park, C. Lee, B. Kim, and J. Laskar, “Design and analysis of low flicker-noise CMOS mixers for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 54, no. 12, pp. 4372–4380, Dec.2006.
[14] A. M. Ismail and H. Olsson, “A wideband RF front-end for multiband multistandard high-linearity low-IF wireless receivers,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 37, no. 9, pp. 1162–1168, Sept.2002.
[15] R. Vaughan, N. Scott, and D. White, “The theory of bandpass sampling,” IEEE Trans. Signal Processing, vol. 39, no. 9, pp. 1973–1984, Sept. 1991.
[16] D. M. Akos, M. Stockmaster, J. B. Tsui, and J. Caschera, “Direct bandpass sampling of multiple distinct RF signals,” IEEE Trans. Commun., vol. 47, no. 7, pp. 983–988, July 1999.
[17] R.B. Staszewski, K. Muhammad, D. Leipold, C.-M. Hung, Y.-C. Ho, J.L. Wallberg, C. Fernando, K. Maggio, R. Staszewski, T. Jung, J. Koh, S. John, I.Y. Deng, V. Sarda, O. Moreira-Tamayo, V. Mayega, R. Katz, O. Friedman, O.E. Eliezer, E. de-Obaldia, and P.T. Balsara, “All-digital TX frequency synthesizer and discrete-time receiver for bluetooth radio in 130-nm CMOS,” IEEE J. Solid-State Circuits,vol. 39, no. 12, pp. 2278–2291, Dec. 2004.
[18] K. Muhammad, Y.-C. Ho, T. Mayhugh, C.M. Hung, T. Jung, I. Elahi, C. Lin, I.Y. Deng, C. Fernando, J.L. Wallberg, S. Vemulapalli, S. Larson, T. Murphy, D. Leipold, P. Cruise, J. Jaehnig, M.C. Lee, R.B. Staszewski, R. Staszewski, and K. Maggio, “A discrete time quadband GSM/GPRS receiver in a 90 nm digital CMOS process,” in Proc. Custom IC Conf., San Jose, CA, Sept. 2005, pp. 804–807.
[19] F. H. Raab, P. Asbeck, S. Cripps, P.B. Kenington, Z.B. Popovic, N. Pothecary, J.F. Sevic, and N.O. Sokal, “RF and microwave power amplifier and transmitter technologies—Part 3,” High Freq. Electron., vol. 2, no. 5, pp. 34–46, Sept. 2003.
[20] J. Kim, S. Kim, J. Shin, Y. Kim, J. Min, K. Kim, and H. Shin, “A CMOS direct conversion transmitter with integrated in-band harmonic suppression for IEEE 802.22 cognitive radio applications,” in Proc. Custom IC Conf., San Jose, CA, Sept. 2008, pp. 603–606.
[21] A. Loke and F. Ali, “Direct conversion radio for digital mobile phones—Design issues, status, and trends,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 50, no. 11, pp. 2422–2435, Nov. 2002.
[22] B. Razavi, “Design considerations for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Circuits Syst. II, vol. 44, no. 6, pp. 428–435, June 1997.
[23] S. C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications. Norwood, MA: Artech House, 1999.
[24] P. B. Kennington, High Linearity RF Amplifier Design. Norwood, MA: Artech House, 2000.
[25] R. Kahn, “Single sideband transmission by envelope elimination and restoration,” Proc. IRE, vol. 40, no. 7, pp. 803–806, July 1952.
[26] M. Iwamoto, A. Jayaraman, G. Hanington, P. F. Chen, A. Bellora, W. Thornton, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “Bandpass delta-sigma class-S amplifier,” Electron. Lett., vol. 36, no. 12, pp. 1010–1012, June 2000.
[27] M. Nielsen and T. Larsen, “A 2-GHz GaAs HBT RF pulsewidth modulator,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 2, pp. 300–304, Feb. 2008.
[28] M. Helaoui, S. Hatami, R. Negra, and F. Ghannouchi, “A novel architecture of delta-sigma modulator enabling all-digital multiband multistandard RF transmitters design,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Express Briefs, vol. 55, no. 11, pp. 1129–1133, Nov. 2008.
[29] A. Jayaraman, P. F. Chen, G. Hanington, L. Larson, and P. Asbeck, “Linear highefficiency microwave power amplifiers using bandpass delta-sigma modulators,” IEEE Microwave Guided Wave Lett., vol. 8, no. 3, pp. 121–123, Mar. 1998.
[30] I. Kim, Y. Woo, J. Kim, J. Moon, J. Kim, and B. Kim, “High-efficiency hybrid EER transmitter using optimized power amplifier,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 11, pp. 2582–2593, Nov. 2008.
[31] F. Wang, A. Hueiching, D. F. Kimball, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “Design of wide-bandwidth envelope-tracking power amplifiers for OFDM applications,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 4, pp. 1244–1255, Apr. 2005.
[32] M. Iwamoto, A. Williams, P. Chen, A. G. Metzger, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “An extended Doherty amplifier with high efficiency over a wide power range,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 49, no. 12, pp. 2472–2479, Dec. 2001.
[33] Y. Yang, J. Cha, B. Shin, and B. Kim, “A fully matched N-way Doherty amplifier with optimized linearity,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, no. 3, pp. 986–993, Mar. 2003.
[34] S. Moloudi, K. Takinami, M. Youssef, M. Mikhemar, and A. Abidi, “An outphasing power amplifier for a software-defined radio transmitter,” in Proc. IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2008, pp. 568–569.
[35] “Debugging embedded mixed-signal designs using mixed signal oscilloscopes,” Agilent Application Note no. 5989-3702EN, Agilent Technol., Inc., Santa Clara, CA, Mar. 2008. [Online]. Available//www.home.agilent.com/agilent/home.jspx
[36] Rohde & Schwarz, Munich, “Software defined radios – overview and hardware (1),” The Rohde & Schwarz News Magazine, no. 182, pp. 58-61, 2004. [Online]. Available: http://www2.rohde-schwarz. com/
[37] Tektronix, Beaverton, OR, “Introduction to mixed signal test solutions,” Tektronix Application Note no. 3GW-20213-0, Sept. 15, 2006. [Online]. Available: http://www.tek.com/
[38] Waveform Measurement and Analysis Technical Committee of the IEEE Instrumentation and Measurement Society, 1241-2000-IEEE Standard for Terminology and Test Methods for Analog-to-Digital Converters, IEEE Standard 1241-2000, June 13, 2001.
[39] P. Cruz, N. B. Carvalho, K. A. Remley, and K. Gard, “Mixed analog-digital instrumentation for software defined radio characterization,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Atlanta, GA, June 2008, pp. 253–256.
[40] Agilent Technol., Inc., “Software defined radio measurement solutions,” Agilent Technol., Inc., Santa Clara, CA, July 13, 2007. “Software defined radio measurement solutions,” Agilent Application Note no. 5989-6931EN, July 13, 2007.
[41] Tektronix, “Testing modern radios,” Tektronix Application Note no. 37W-21488-1, Beaverton, OR, Nov. 12, 2007.
[42] Tektronix, “Software defined radio testing using real-time signal analysis,” Tektronix Application Note no. 37W-19680-0, May 12, 2006.
[43] D. F. Williams, T. S. Clement, P. D. Hale, and A. Dienstfrey, “Terminology for high-speed sampling-oscilloscope calibration,” in ARFTG Conf. Dig., Dec. 2006, pp. 9–14.
[44] K. A. Remley, “Multisine excitation for ACPR measurements,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., June 2003, vol. 3, pp. 2141–2144.
[45] J. C. Pedro and N. B. Carvalho, “Designing multisine excitations for nonlinear model testing,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 1, pp. 45–54, Jan. 2005.
[46] K. M. Gharaibeh, K. G. Gard, and M. B. Steer, “In-band distortion of multisines,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 54, no. 8, pp. 3227–3236, Aug. 2006.
[47] R. Santos, N. B. Carvalho, and K. G. Gard, “Characterization of SNDR degradation in nonlinear wireless transmitters,” Int. J. RF Microwave Comput.- Aided Eng., vol. 19, no. 4, pp. 470–480, July 2009.
[48] P. Cruz, N. B. Carvalho, and K. A. Remley, “Evaluation of nonlinear distortion in ADCs using multisines,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Atlanta, GA, June 2008, pp. 1433–1436.
[49] Local and Metropolitan Networks—Part 16: Air Interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems, IEEE 802.16e-2005, 2005.
[50] J. S. Kenney and J.-H. Chen, “Power amplifier linearization and efficiency improvement techniques for commercial and military applications,” in Proc. IEEE Int. Conf. Microwaves, Radar and Wireless Communications, May 2006, pp. 3–8.
[51] Y. E. Chen, L. Yang, and W. Yeh, “An integrated wideband power amplifier for cognitive radio,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 55, no. 10, pp. 2053– 2058, Oct. 2007.

作者：Pedro Cruz, Nuno Borges Carvalho, Kate A. Remley

編輯：黃飛

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